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雙凸極永磁電機逆變電路中分裂電容電壓偏差分析

來源:北京永光高特微電機有限公司作者:李利網址:http://www.fupoqq9.cn瀏覽數:449

   摘要:介紹了一種12/8極雙凸極永磁電機的基本結構、工作原理和靜態特性,在此基礎上研究了該電機逆變電

路中直流側分裂電容電壓的變化,推導出了電容電壓偏差的解析表達式并由此分析了產生電壓偏差的原因,給出了一種通過優化正向開通角來補償電壓不對稱的方法,最后通過數字仿真驗證了理論分析的正確件。

l引  言

   雙凸極永磁電機(以下簡稱DSPM)是在開關磁阻電機(SRM)的基礎上于20世紀90年代初發展起來的一種新型高效節能電機,圖1是一臺12/8極DSPM電機截面圖,圖2為其功率變換電路。在該變換器中,相電流的不對稱會引起兩個電容器之間的電壓不對稱,使中性點電位浮動,導致施加到上、下橋臂的電壓不同,其結果是驅動系統性能的下降,甚至損壞電容器和整個系統。文獻[2,3]研究了開關磁阻電機調速系統中類似的問題,但由于DSPM電機的工作原理與開關磁阻電機不同,因而引起上述問題的原因也不盡相同;文獻[5]指出由于正負半周電流不對稱造成電容中點電壓偏移,但并沒有具體分析電容電壓的變化規律以及受哪些因素的直接影響。本文將對該功率變換器中逆變部分電容電壓的變化規律進行深入的分析與研究,找出原因,提出應對措施。

            

圖1  12/8極DSPM電機截面圖            圖 2帶分裂電容的半橋逆變電路

2基本結構、工作原理及電感特性

DSPM電機的基本結構與開關磁阻電機相同,為雙凸極,轉子上無繞組和永磁材料,定子齒上裝有集中式繞組,只是在定子軛部有兩塊永磁體,但DSPM電機的工作原理與開關磁阻電機明顯不同。

 圖3磁鏈和電流理論波形

   圖3給出一相繞組磁通和電流隨轉子位置角變化的理想波形。當轉子齒進入定子齒區域時,磁通隨之增加,此時若繞組中通人正電流,則產生正轉矩;當轉子齒由與定子齒重疊位置離開定子齒時,磁通隨之減小,此時若繞組中通人負電流,仍產生正轉矩,因此,兩個可以用來產生正轉矩的區間均得到了利用。

   圖4為按照二維非線性有限元法計算得到的自感特性曲線。由圖可見,當電樞反應磁場起增磁作用時,磁路飽和程度增加,自感較??;當電樞反應磁場起去磁作用時,磁路飽和程度下降,自感較大。因此,在一個通電周期的前后半周電流的上升和下降速度不同,這對分析分裂電容上電壓的變化有很重要的作用。

    圖4  電樞繞組(單匝)自感隨轉子位置角變化曲線

3電容電壓的變化規律

   為簡化分析,先做如下假設:

   (1)a、b、c相依次輪流導通;

   (2)兩電容電壓初始值相等;

   (3)兩電容值相等,即C1=C2=C;

   (4)轉速恒定。

   并定義以下時刻:to為相開關第一次開通時刻;tp為相電流由正減小到零時刻;tq為相電流由負增加到零時刻。

   由于DSPM電機繞組電流有正有負,故分正負半周分別討論。又因b、c兩相電流波形和a相相同,只是相位依次滯后,所以只以a相為例。

   當電流為正時:

   (1)電流上升:電流經電容C1、功率管T1和a相繞組構成回路。如圖5中實線所示。此時,電容C1放電,其存儲的能量轉化為電機相應繞組的磁場儲能和轉子輸出的機械能。與此同時,若濾波電感上電流不為零,整流橋將向電容C1、C2充電。

   (2)續流:由于繞組電感的作用,當上橋臂開關管關斷之后,電流不能立即變為零,而是通過電容C2和下橋臂的二極管D4續流,如圖5中虛線所示。在此過程中,繞組上的磁場儲能轉變為電容C2存儲的電能。

   圖5正半周電流回路

顯然,當電流為正時,不論是在電流上升階段還是續流階段,電容C1兩端的電壓總是下降,而電容C2兩端的電壓總是上升。根據電路基本原理:

 (1)

初始條件:

其中:icl、ic2和ia分別為流過電容C1、C2和a相繞組的電流,電流方向如圖5所示;Ucl、Uc2:和ud分別為電容C1、C2及直流源電壓。解上述方程組,可得tp時刻各電容的電壓:

    (2)

可見,正半周結束時,電容C1兩端的電壓減小,而電容C2兩端的電壓增大,而且兩電容電壓變化量相等。

   當電流為負時:

   (3)電流上升:電流經電容C2、功率管T4和a相繞組構成回路,如圖6實線所示。電流反向,上橋臂關斷,下橋臂開通。電容C2放電,其存儲的能量轉化為電機相應繞組的磁場儲能和轉子輸出的機械

能。

   (4)續流:下橋臂開關管關斷之后,繞組電流通過二極管D1和C1續流,如圖6虛線所示。繞組上的磁場儲能轉變為電容C1的存儲電能。

    圖6負半周電流回路

   顯然,當電流為負時,不論是在電流上升階段還是續流階段,電容C2兩端的電壓總是下降,而電容C1兩端的電壓總是上升。至此,電容C1、C2的充放電經歷了一個周期。

由于負半周時電流方向相反,故方程組變為:

 (3)

ia為負半周a相繞組電流,方向如圖6所示。

初始條件:

tq時刻各電容的電壓: (4)

負半周結束時,電容C1兩端的電壓增大,而電容C2兩端的電壓減小,而且兩電容電壓變化量相等。

由上述分析可知:電容C1、C2上的電壓變化將受到整流橋和電機工作方式的影響。電容電壓的變化周期為45°轉子機械角。

由功率變換器的對稱性可知,b相和c相的導通重復a相的導通過程。因此,a相電流經歷一個周期,電容充放電一個周期結束。如果電流的正負半周完全對稱,則電容電壓又恢復至平衡,否則兩電容電壓一定存在偏差:

  (5)

式中:ω為轉子的機械角速度。

可見,兩電容電壓的偏差不僅和正負半周電流波形有關,而且和正負半周電流的有效導通區間長度有關。下面就電機在兩種運行方式下電容電壓的偏差分別進行分析。    

4電容電壓偏差波形分析

4.1斬波控制(CCC)

低速時,反電勢和繞組的電抗很小,電流上升很快,需對電流進行斬波限幅,以實現恒轉矩運行,此時電流波形如圖7a所示。當采用正負半周對稱的開關角組合時,由圖4可見,θon處繞組的電感很大,當下橋臂開關管開通時,電流不能立即上升,而是緩慢的增加,這使得負半周電流波形和時間軸所圍的有效面積減小,由式(5)可知,Δu<O。

由于雙凸極永磁電機固有的電感特性及電流的通電方式(電感增大時通正電,電感減小時通負電),即使采用了對稱的開關角組合,兩電容電壓依然存在偏差,這是存在電容電壓偏差的根本原因。

圖7b是采用開關角組合:θon=2°、θoff=22°、θon=23°、θoff=43°時的電容電壓偏差波形。電流斬波上限,I=6 A,斬波下限I= -6 A,整流之后的直流側電壓為190 V。

      

(a)電流波形(n=1 500 r/min)    (b)兩電容電壓偏差

   圖7 CCC模式下電流與兩電容電壓偏差

4.2角度位置控制(APC)

高速時,由于永磁和電樞繞組所感應的反電勢很大,相電流不能維持恒定,而且在一個通電周期的前后半周所對應的電感不同,如圖4所示。在正半周,電流開始上升很快,但隨著電感和反電勢的增加,上升速度下降,當轉子位置角達到θon時電流可能還未達到穩態值,隨后由于電感值很大,電流緩慢的降到零;負半周,繞組電流會很快上升到穩態值,一旦繞組在θon時關斷,由于電感很小,電流很快變為零,如圖8a所示。系統在這種方式下運行時,正負半周電流的幅值顯然不相等,由式(5)可知,很難保證Δu=O。此時兩電容電壓偏差如圖8b所示。

      

(a)電流波形(n=2 500 r/min)    (b)兩電容電壓偏差

   圖8 APc模式下電流與兩電容電壓偏差

5電容電壓偏差補償方法

 由式(5)可知,解決電壓偏差的關鍵在于控制正負半周電流波形與時間軸所圍面積,即控制電容C1、C2分別在電流正負半周所釋放的電量。通過調節θon可以有效地解決這個問題[5]。調節之后兩電容偏差波形如圖9所示,可見,調節θon之后,兩電容電壓基本恢復平衡。

 圖9調節之后兩電容電壓偏差

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